發布時間：2021-05-12所屬分類：科技論文瀏覽：1次
摘 要： 摘要本文通過分析時鐘恢復算法中環路濾波器的比例增益系數對系統誤碼率的影響，發現信號的誤碼率隨著比例增益系數的增大呈先減小后增大的變化趨勢，且不同接收功率下最優比例增益系數不同。針對以上現象，本文提出并實現一種基于Gardner算法的全實時化動態比
摘要本文通過分析時鐘恢復算法中環路濾波器的比例增益系數對系統誤碼率的影響，發現信號的誤碼率隨著比例增益系數的增大呈先減小后增大的變化趨勢，且不同接收功率下最優比例增益系數不同。針對以上現象，本文提出并實現一種基于Gardner算法的全實時化動態比例增益系數全數字時鐘恢復算法來應對功率抖動信道并提高算法的靈敏度，并在基于AlteraStratix-V5SGXMA7K2F40C3FPGA平臺的2.5GBaudQPSK調制相干通信系統中對該算法進行了在線實驗驗證。以KP4中FEC門限2×10-4為上限，當功率抖動頻率較慢時，采用動態參數法能將系統達到此誤碼門限的最低接收功率由固定參數法的-47dBm降低至49.5dBm;在信道功率快速抖動時，采用固定參數法能承受最低功率-46.5dBm且抖動頻率為100Hz的抖動，采用動態參數法能承受最低功率-50dBm且抖動頻率為1kHz的抖動。
關鍵詞相干通信;光通信;相位調制;功率抖動信道;實時系統;時鐘恢復算法
1引言
自由空間光通信(FreeSpaceOptics,FSO)憑借其高帶寬、高保密性、高數據傳輸速率等優點，越來越受到研究者們的青睞[1]。然而，在實際的自由空間光通信傳輸鏈路中，通信信道的功率很容易受到大氣湍流的影響[2-6]，使得鏈路折射率隨機變動，從而導致接收端的接收功率呈隨機抖動狀態。因此，研究功率抖動信道的特性及如何應對動態信道，對研究自由空間光通信有著重要意義。
與傳統的強度調制/直接檢測(IM/DD)技術相比，基于實時數字信號處理的相干光通信技術具有信道容量大、靈敏度高、頻譜利用率高等優點[7-8]。實時數字信號處理主要是運用現場可編程門陣列(FieldProgrammableGateArray,FPGA)或專用集成電路(ApplicationSpecificIntegratedCircuit,ASIC)將離線算法并行化后在百兆赫茲主頻的CPU硬件上運行[9-10]，是處理高速信號的一個關鍵環節。相干光通信接收端在對光信號進行光電轉換后，可以在電域進行一系列的數字信號處理，包括IQ不平衡補償，時鐘恢復，色散補償[11]，偏振動態信道均衡，載波頻偏估計[12]，載波相位估計[13]等算法，利用這些算法，可以提高接收信號的靈敏度[14]。上述算法已經在功率穩定的光纖通信系統中得到驗證并已經商用。然而，在功率動態變化的自由空間光通信中，時鐘恢復、信道均衡等包含反饋機制的算法的反饋速度、動態范圍等特性會嚴重影響其工作性能。
時鐘恢復算法作為接收端數字信號處理的前置算法，作用是從模數轉換器(Analog-todigitalConverter,ADC)采集的數據中提取出定時時鐘，并從中獲得最佳的采樣序列。一個優秀的時鐘恢復算法需要容忍較大范圍的時鐘偏移、時鐘抖動，并且其硬件實現復雜度不能過高。同時算法要容忍信號本身的功率抖動，這就要求算法收斂速度快，動態范圍大，靈敏度高。時鐘恢復算法通常包括時鐘誤差檢測器和時鐘誤差消除部分。時鐘誤差檢測器通常可以由以下算法實現：Mueller算法、數字濾波平方算法、Godard算法和Gardner算法等。Mueller算法每個采樣周期僅需一個采樣點[15]。但是，該算法需要利用采樣信號的判決值進行時鐘誤差估計，不適合對相位敏感光信號的恢復。此外，采用數字濾波平方定時估計算法在頻域內進行時鐘誤差的估計，該算法對載波相位和波形失真不敏感[16]。然而，由于平方運算的計算復雜度和對采樣率要求較高，該算法在實時系統中的應用受到限制。Godard算法[17]是利用迭代梯度搜索算法通過尋找帶通信號頻譜能量的最大值來完成對時鐘誤差的近似估計，但由于其實現需要多個帶通濾波器的結果相乘，且迭代梯度算法較難用硬件實現，因此該方法也將受限制。Gardner算法[18-20]被廣泛應用于反饋時鐘恢復算法中，它對信號相位不敏感，并且每個周期只需要兩個采樣點來恢復信號。時鐘誤差消除部分的作用是將計算出的誤差信息反饋給前端進行誤差消除，包括硬件電路反饋環[21]和全數字反饋環。其中，硬件反饋環需要在模數轉換器采樣時增加硬件電路來實現，而全數字反饋環只需要在數字算法上進行調整。
相關期刊推薦：《光學學報》ActaOpticaSinica(月刊)1981年創刊，是國內外公開發行的光學學術刊物，內容主要包括量子光學、非線性光學、適應光學、纖維光學、激光與物質相互作用、激光器件、全息和信息處理、光學元件和材料等。為我國光學科技人員與國內外同行進行學術交流、開展學術討論以跟蹤學科前沿和發展我國光學事業服務。
本文主要對功率抖動信道下的時鐘恢復算法進行了仿真和實驗研究。首先對不同接收功率下影響時鐘恢復算法收斂速度和性能的關鍵參數——環路濾波器的比例增益系數進行了分析，結果表明，當存在時鐘頻率抖動時，信號的誤碼率隨著比例增益系數的增加表現出先降低后上升的趨勢，且隨著接收功率的降低，最優比例增益系數增加。采用傳統的固定比例系數會降低動態信道下的接收靈敏度，進而降低系統的動態范圍。基于上述分析，本文提出并實現一種基于Gardner算法的全實時化動態參數全數字時鐘恢復算法，并在基于AlteraStratix-V5SGXMA7K2F40C3FPGA平臺的2.5GBaudQPSK調制相干通信系統中對該算法進行了在線實驗驗證。實驗結果表明，以KP4中FEC門限2×10-4為上限[22]，當功率抖動頻率為1mHz時，動態參數法達到此誤碼門限的最低接收功率在-49.5dBm附近，固定參數法達到此誤碼門限的最低接收功率在-47dBm附近，接收靈敏度提升了2.5dB。在信道功率快速抖動時，采用固定參數法能承受最低功率-46.5dBm，頻率為100Hz的功率抖動，采用動態參數法能承受最低功率-50dBm，頻率為1kHz的功率抖動。
2基本原理
在傳輸系統中，接收到的光信號經過相干接收機后被送入ADC并由本地時鐘采樣。晶體振蕩器在發射端和接收端的本地時鐘之間的差異所引起的相位和頻率誤差將導致ADC無法獲得最佳采樣點，時鐘恢復的作用就是從高速異步采樣序列中恢復出同步序列并輸出。
圖1展示了基于Gardner算法的時鐘恢復的結構圖[14]。在這里，我們的系統使用了一種全數字定時恢復算法，包括兩級數據緩存區(DB)、插值濾波器(IF)、定時誤差檢測器(TED)、環路濾波器(LF)和控制器(ControlUnit)，控制器包含數控振蕩器(NCO)和時鐘相位誤差計算(TPE)兩個部分。
圖2展示了環路濾波器中不同的比例增益系數對信號誤碼率性能和收斂速度的影響。圖2(a)展示的是不同接收光功率(ReceivedOpticalPower,ROP)下的信號在不同環路濾波器比例系數k1下的誤碼率性能。可以看出隨著比例增益系數的不斷增加，誤碼率先下降后上升，對于每一個接收功率下的信號均能找到不同的增益系數使其達到最優誤碼率。圖2(b)展示的是不同比例增益系數下算法的收斂速度。隨著系數的增加，收斂速度逐漸變快，但是隨著比例增益系數的持續增加，算法在收斂后表現出更為劇烈的振蕩狀態。由圖2(a)和(b)可得，當比例系數大于218時，不同接收功率下信號的收斂點數均在2500個點以內，對于2.5GBaud的信號，能夠跟蹤頻率為1kHz的功率抖動。在實際實驗中，如果采用固定參數法，那么算法的整體動態范圍將變小。例如在圖2(a)中，若將參數固定在220，則當接收功率為-48至-50dBm時算法能夠正常工作，對于接收功率為-47dBm和-51dBm的信號，采用220的參數誤碼率將嚴重惡化。因此，對于不同功率的輸入信號，我們需要用適當的比例參數進行匹配。
本文提出了一種自適應參數調整方法。在圖1的第一級數據緩存區結構中，緩存當前時鐘周期的數據，計算該時鐘周期下輸入信號幅度絕對值的平均值，并將其作為輸入參數發送給環路濾波器，其計算過程如公式(7)所示。由于不同接收光功率下采樣信號幅值不同，所以環路濾波器可以根據該幅度的平均值判斷接收信號所處接收功率范圍，以此動態調整參數k1，使得環路濾波器的輸出收斂快且不會過飽和。當接收功率較高時，可以通過調節光衰減器的不同衰減程度來提高動態范圍，因此，接收機的動態范圍主要由其接收靈敏度決定。根據圖2的計算結果，如公式(8)所示，對于不同接收功率下的信號，綜合考慮收斂快慢和誤碼率性能，可以得出各接收光功率下的最佳環路濾波器比例增益系數，可以看出，比例增益系數隨著接收光功率的變小而變大。
3實驗設置
實驗設置如圖3所示。實驗系統采用線寬為80Hz，波長為1550.14nm的窄線寬外腔激光器(OEWaves4026)作為光源。碼型發生器(ProgrammablePulseGenerator,PPG)產生不相關的兩路2.5GBaud的偽隨機二進制序列(PRBS-7)，并與光源一起送入IQ調制器(IQModulator,IQMOD)。IQ調制器輸出的QPSK信號經過偏振控制器、壓控衰減器(Voltage-controlledAttenuatorVCA)、EDFA和帶寬為40GHz的光帶通濾波器(Filter)。然后輸入相,干接收機(Receiver)完成光電轉換。光電轉換后的I路和Q路電信號送入采樣率為5GSa/s的兩個高速ADC，采樣后的數字信號發送到AlteraStratix-V5SGXMA7K2F40C3FPGA中進行數字信號處理。FPGA板上加載的實時數字信號處理算法包括：時鐘恢復(ClockRecovery,CR)算法、載波相位估計(CarrierPhaseEstimation,CPE)算法和誤碼率計算(Bit-ErrorRateCalculation,BERC)模塊。FPGA的主時鐘頻率設置為156.25MHz，時鐘恢復算法輸入并行路數為32，輸出并行路數為16，其余算法并行路數均為16。FPGA誤碼率計算模塊計算的實時誤碼率數值經過采數模塊(SignalTap)輸出到計算機。圖3(b-e)顯示了激光源、壓控衰減器、相干接收機和ADC及FPGA電路板的實物圖。圖3(f)展示了FPGA硬件代碼布局布線的結果。
壓控衰減器采用Agiltron公司的Nanospeed系列，可產生最大幅度35dB，最高頻率為1kHz的動態功率衰減。在實驗中，通過任意波形發生器(ArbitraryFunctionGenerator,AWG)輸出幅度分別為4.7V，4.8V和4.9V，頻率為1mHz至1kHz的正弦信號來改變衰減器輸入電壓的頻率和幅度，由于壓控衰減器的非線性響應特性，輸出功率衰減分別為15dB，17dB和20dB。在光信號進入接收機前，加入一級分光比為1:9的光耦合器(Coupler)，利用功率較小的支路來實現信道功率實時監測(PowerMonitor)。
4實驗結果
我們將算法布局在FPGA平臺上，并對比了固定參數和動態參數兩種算法在不同信道功率抖動幅度和抖動頻率下的誤碼率隨時間變化的結果。在圖4至圖7中的每個誤碼率點是計算了231個信號得出的結果，即最小誤碼率在4.66×10-10，我們假設1×10-10為實驗中的零誤碼。圖4展示了抖動頻率為1mHz，抖動范圍從-42dBm至-50dBm時誤碼率隨時間變化，同時也展示了各個時間點的接收光功率。可以看出，隨著功率的周期性變化，系統的誤碼率性能也呈周期性變化。在接收光功率為-42dBm時，固定參數法平均誤碼在1×10-8附近而動態參數法的平均誤碼在1×10-10附近。這是因為在接收光功率較高時，所需的最佳參數值較小，而靜態參數法此時的參數過大，容易引起環路濾波器的過飽和而產生計算誤差的震蕩，因而導致誤碼率升高。當接收光功率為-49dBm時，固定參數法的誤碼率性能已經惡化至0.1以上，而動態參數算法的誤碼率性能依舊能保持在1×10-4附近。這是因為在接收光功率較低時，所需的最佳參數值較大，此時固定參數法的參數過小，達不到環路濾波器所需的飽和值，收斂速度較慢。一旦功率變化后，時鐘恢復算法需要開始重新收斂來計算時鐘誤差，導致收斂過程中信號點被浪費，從而導致誤碼率惡化。
以KP4中FEC門限2×10-4為上限，動態參數法達到此誤碼門限的最低接收功率在-49.5dBm附近，固定參數法達到此誤碼門限的最低接收功率在-47dBm附近，靈敏度提升了2.5dB。——論文作者：李永富1,2*，李巖1,2**，洪小斌1,2，郭宏翔1,2，邱吉芳1,2，李蔚1,2，左勇1,2，伍劍1,2***
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